1. igbt内部结构有二极管吗
对于感性负载而言，由于感生电压的存在，在IGBT的S或D极结点上，总会有流入和流出的电流存在。那个二极管就负责流出电流通路的。从IGBT的结构原理可知，它只能单向导通。另一个方向就要借助和它并联的二极管实现。不知你听不听懂。我只能解释到这了。
2. IGBT内部结构
导通内阻为1kb左右。
IGBT耐压值是IGBT里面反向二极管的参数，导通内阻只与半导体材料的本身属性有关。
欧姆内阻主要是指由电极材料、电解液、隔膜电阻及各部分零件的接触电阻组成，与电池的尺寸、结构、装配等有关。
电流通过电极时，电极电势偏离平衡电极电势的现象称为电极的极化。极化电阻是指电池的正极与负极在进行电化学反应时极化所引起的内阻
3. igbt内部的二极管起什么作用
IGBT的基本结构、工作原理：
IGBT结构：为一个N沟道增强型绝缘栅双极晶体管结构，N+区称为源区，附于其上的电极称为源极(即发射极E)。N基极称为漏区。器件的控制区为栅区，附于其上的电极称为栅极(即门极G)。沟道在紧靠栅区边界形成。在C、E两极之间的P型区(包括P+和P-区)(沟道在该区域形成)，称为亚沟道区(Subchannel region)。而在漏区另一侧的P+区称为漏注入区(Drain injector)，它是IGBT特有的功能区，与漏区和亚沟道区一起形成PNP双极晶体管，起发射极的作用，向漏极注入空穴，进行导电调制，以降低器件的通态电压。附于漏注入区上的电极称为漏极(即集电极C)。
IGBT工作原理
1.方法：IGBT是将强电流、高压应用和快速终端设备用垂直功率MOSFET的自然进化。由于实现一个较高的击穿电压BVDSS需要一个源漏通道，而这个通道却具有很高的电阻率，因而造成功率MOSFET具有RDS(on)数值高的特征，IGBT消除了现有功率MOSFET的这些主要缺点。
2.导通：基片的应用在管体的P+和 N+区之间创建了一个J1结。当正栅偏压使栅极下面反演P基区时，一个N沟道形成，同时出现一个电子流，并完全按照功率MOSFET的方式产生一股电流。如果这个电子流产生的电压在0.7V范围内，那么，J1将处于正向偏压，一些空穴注入N-区内，并调整阴阳极之间的电阻率，这种方式降低了功率导通的总损耗，并启动了第二个电荷流。最后的结果是，在半导体层次内临时出现两种不同的电流拓扑：一个电子流(MOSFET 电流); 一个空穴电流(双极)。
3.关断：当在栅极施加一个负偏压或栅压低于门限值时，沟道被禁止，没有空穴注入N-区内。在任何情况下，如果MOSFET电流在开关阶段迅速下降，集电极电流则逐渐降低，这是因为换向开始后，在N层内还存在少数的载流子(少子)。这种残余电流值(尾流)的降低，完全取决于关断时电荷的密度，而密度又与几种因素有关，如掺杂质的数量和拓扑，层次厚度和温度。少子的衰减使集电极电流具有特征尾流波形，集电极电流引起以下问题：功耗升高;交叉导通问题，特别是在使用续流二极管的设备上，问题更加明显。
4.阻断与闩锁：当集电极被施加一个反向电压时，J1就会受到反向偏压控制，耗尽层则会向N-区扩展。因过多地降低这个层面的厚度，将无法取得一个有效的阻断能力，所以，这个机制十分重要。另一方面，如果过大地增加这个区域尺寸，就会连续地提高压降。第二点清楚地说明了NPT器件的压降比等效(IC 和速度相同) PT 器件的压降高的原因。
当栅极和发射极短接并在集电极端子施加一个正电压时，P/N J3结受反向电压控制，此时，仍然是由N漂移区中的耗尽层承受外部施加的电压。
IGBT在集电极与发射极之间有一个寄生PNPN晶闸管。在特殊条件下，这种寄生器件会导通。这种现象会使集电极与发射极之间的电流量增加，对等效MOSFET的控制能力降低，通常还会引起器件击穿问题。晶闸管导通现象被称为IGBT闩锁，具体地说，这种缺陷的原因互不相同，与器件的状态有密切关系。
4. igbt下面的二极管
若灯泡暗红，开启电磁炉电源，灯泡一亮一暗地闪烁,但把锅具抬起灯泡很亮；属于抬锅炸IGBT，应检查CPU 驱动 线盘 大多数是线圈损坏。以 美的 机为例:稳压二极管ZD1（18V）开路损坏，会造成出现整机低压供电电路对地电压升高；稳压二极管ZD1（18V）失效损坏时（待机检测C92对地+18V电压是正常，但开机后检测C92对地+10V电压偏低。），会造成出现屡爆IGBT管故障发生。LC振荡电路元器件受损时，均会造成电磁炉上电即烧IGBT管、或上电开机检锅即烧IGBT管、及振荡频率偏高迫使IGBT管导通时间过长，而引发IGBT管击穿损坏。测LC振荡电路滤波电容器C4对地+305V电压，为正常。如果C4对地电压偏低、会造成电磁炉振荡频率变高导致IGBT管导通时间过长而烧毁IGBT管。如共振电容器C5失效。一上电或一检锅会造成IGBT管而烧毁IGBT管。LC振荡电路C5失效受损时，有时会造成电磁炉上电开机数秒钟内检锅时出现“烧毁IGBT管”故障。加热线盘绕组存在匝间短路、底部磁片出现碳化或短路损坏时，会造成电磁炉上电开机后出现爆管IGBT。IGBT管控制极G极，限幅稳压二极管Z1反向漏电时，有时会造成电磁炉出现“屡爆IGBT管。 电磁炉加热线圈与高频谐振电容器通过IGBT高频开关快速导通、截止，形成LC振荡电路。LC自由振荡的半周期时间出现峰值电压，亦是IGBT截止时间，这时开关脉冲没有到达。这个时间关系不能错位，如峰值脉冲还没有消失，而开关脉冲已提前到来，就会出现很大的导通电流，导致IGBT烧坏。因此，必须保证开关脉冲前沿与峰值脉冲后沿相同步。 三极管Q3、Q4参数失常、击穿及电阻R37变质损坏，有时会导致IGBT管击穿。二极管D20击穿、比较器（U2A）失常，上电后会导致IGBT击穿。侯森原创经验希望对大家有一点点的帮助，少走弯路，多入银两。 美的电磁炉爆损IGBT管与相关电路故障及维修-------李少怡 目前，在小家电维修界无论是专业厂家售后维修、或家电维修爱好者，凡从事电磁炉维修行业大家知道;电磁炉维修是最怕爆损IGBT 管故障。时下，每当客户送修电磁炉被确诊为爆损、屡损IGBT 管故障时，人们时常总感到惊讶！有时甚至还感到束手无策的“棘手\""活，所以很**修部就以换板，或其他理由就婉言谢绝拒修了！其实这样处置是另有原因：由于部分维修工，对电磁炉各电路缺乏基础知识的了解及研究，按步就搬进行维修，结果在维修过程中若出现屡损高额昂贵的IGBT 管。那么，不但挣不到报酬，反而还要赔老本，所以对维修屡损、爆损IGBT 管的故障就望而却步。 其实，笔者认为，维修该类故障并不难！维修前，首先应分清：是人为因素造成，还是元器件受损，或元器件存在质量问题。检修时，可借助万用表的检测宿小故障潜在范围，“对症下药”，维修电磁炉才能真正做到得心应手。 一、人为因素造成。 1. 锅具的选用。 电磁炉的锅具选用，应该严格按照厂家随机原配的锅具进行使用。厂家在设计电磁炉加热功率电路时，首先根据锅质的“磁阻”大小而定的，不同的锅具“磁阻”会决定电磁炉检锅脉冲个数也不同。如美的电磁炉锅具不锈钢（304）“磁阻”，比不锈铁（430）“磁阻”要大，在同等2000 W 电磁炉上，若将不锈铁（430）锅具放上进行加热是无法达到额定2000 W 功率；反之，将不锈钢（304）锅具放上进行加热，就轻而易举达到2500 W 甚至更高。所以说锅具选用不当，会导致电磁炉出现爆损IGBT 管原因之一。 2：LC振荡电路。 LC 振荡电路实际上是把电能转换成磁能，由IGBT管、加热线圈盘L 及谐振电容C5 组成高频LC 振荡回路，并通过IGBT 管高频开关导通、截止的作用，来实现控制电磁炉的加热功率。 当LC 振荡电路受损时，会致使电磁炉出现爆损IGBT 管、报警不加热及不报警不加热等故障。其维修步骤如下： 一台美的2005 年标准通板MC-SH2111 型电磁炉，取下加热线圈盘，将该电磁炉上电待机，用万用表直流电压（50 V）档红表笔（+）接在IGBT 管集电极c 上，黑表笔（-）接在整流桥负极上，将电磁炉上电,此时万用表指针快速从0 V 开始上升至+45 V 后，又回降至+0.6 V 电压，为正常。 ( 1）谐振电容容量与电压峰值①当谐振电容C5 为（0.3 μF/1200 V）时，测IGBT管集电极c 峰值对地为+45 V 至+0.6 V 电压，正常。 ② 当谐振电容C5 为0.27 μF/1200 V 时，测IGBT 管集电极c 峰值对地为+42 V 至+0.6 V 电压，正常。 若测IGBT 管集电极c 峰值对地0 V 电压时，为谐振电容C5 失效或开路损坏及同步电压比较电路中比较器U2D（LM339）损坏，使13脚输出高电平（正常为+0.1 V）。这时，若接上加热线圈盘上电，会致使电磁炉上电时出现爆损IGBT 管故障。 (2）当测IGBT 管集电极c 峰值对地电压始终持续在+225 V 或+45 V 时，为高压供电电路中滤波电容C4（5 μF/275 V）失效或开路。这时，若接上加热线圈盘上电，会致使电磁炉上电加热时出现爆损IGBT 管、报警不加热、不报警不加热、不停地检锅及断续加热等故障。 （3）当测IGBT 管集电极c 峰值对地为+25 V 至+0.2 V 电压时（正常为+45 V 至+0.6 V），为谐振电容C5 失效或开路。这时，若接上加热线圈盘上电，会致使电磁炉上电加热时出现爆损IGBT 管、报警不加热及不报警不加热等故障。 （4）将电磁炉上电，当测IGBT 管集电极c 对地为+0.6 V 电压，正常，装上加热线圈盘测IGBT 管集电极c 对地为+305 V 电压，正常。这时，若上电开机，放锅加热，会致使电磁炉出现爆损IGBT 管故障，为加热线圈盘损坏所致。 （5）将电磁炉上电，当测IGBT 管集电极c 对地为+0.6 V 电压，正常，装上加热线圈盘测IGBT 管集电极c 对地为+305 V 电压，正常。这时，若上电开机，放锅加热，会致使电磁炉出现爆损IGBT 管故障，为IGBT 管控制极c 对地分压贴片电阻R38 开路损坏所致。 （6）将电磁炉上电，当测IGBT 管集电极c 对地为+0.6 V 电压，正常，装上加热线圈盘测IGBT 管集电极c 对地为+305 V 电压，正常。这时，若上电开机，放锅加热，会致使电磁炉出现爆损IGBT 管故障，为IGBT管控制极G 限幅稳压二极管Z1 漏电所致。 同步电压比较电路。 电磁炉加热线圈L 与高频谐振电容C3 是通过IGBT 管高频开关快速导通、截止，形成LC 振荡电路。 LC **振荡的半周期时间出现峰值电压，亦是IGBT管截止时间，这时开关脉冲没有到达。这个时间关系不能错位，如峰值脉冲还没有消失，而开关脉冲已提前到来，就会出现很大的导通电流，导致IGBT 管烧坏。因此，必须保证开关脉冲前沿与峰值脉冲后沿相同步。 当同步电压比较电路受损时，会致使电磁炉在上电加热时出现爆损IGBT 管、报警不加热、不报警不加热、不停地检锅及断续加热等故障。其维修步骤如下： 一台美的MC-SF2012 型电磁炉，通常，笔者在维修电磁炉同步电压比较电路时，为了避免IGBT 管爆管，先取下加热线圈盘，因此，就造成比较电路IC2C（LM339）⑨脚（V+ 同相输入端）对地为0 V 电压（正常为+3.6 V），使比较电路IC2C辊輲讹脚（输出端）为低电平（正常为+18 V）。针对该故障，在IC2C（LM339）⑨脚（V+ 端），用普通电阻1.5 kΩ 与整机+5 V 电压端相联构成同步电压比较电路（V+ 取样电压），提供维修检测同步电压比较电路时使用，并将电磁炉上电待测。 用万用表直流电压（10 V）档测同步电压比较电路中IC2C（LM339）⑧脚（V- 反相输入端）对地为+3.4 V电压，正常，若该工作点电压异常，多为取样电阻R18（330 kΩ/2 W）变值或开路损坏，电容C13（2000 pF）漏电或击穿及IC2C（LM339）损坏，会致使电磁炉上电加热时出现报警不加热、不报警不加热等故障。 测IC2C（LM339）⑨ 脚（V+ 同相输入端）对地为+3.6 V 电压，正常。若该工作点电压异常，多为取样电阻R19（240 kΩ/2 W）、R20（240 kΩ/2 W）变值或开路，电容C10（470 pF）漏电或击穿及IC2C（LM339）损坏，会致使电磁炉上电加热时出现爆损IGBT 管、报警不加热、不报警不加热、不停地检锅及断续加热等故障。 测IC2C（LM339）辊輲讹脚（输出端/OUT）对地为+18 V电压，正常。若该工作点电压异常，多为贴片电阻R39（2 kΩ）变值或开路，贴片二极管D20（1N4148）漏电或击穿，会使电磁炉上电加热时，出现报警不加热的故障。 另外，当同步电压比较电路中IC2C（LM339）V- 取样电压与V+ 取样电压相近时（正常为V-、V+ 取样电压应相差+0.2～+0.35 V），否则，会使电磁炉在上电加热时出现不定期爆损IGBT 管及断续加热等故障。 当电磁炉出现“屡损IGBT管”故障，维修时：建议将电磁炉主电路板、及控制显示灯板，用“天那水”进行去油污清洗、吹干后再修。 1、先将受损元器件更新如：保险管（12A）、整流桥（RS2006）、IGBT管（IH20T120）。 2、在电磁炉主电路板电源线L端串联接入220V/40W灯泡后，上电待机，用500型万能表相应直流电压档测高压供电电源对地为+305V电压，正常，测低压供电电源对地为+18V电压、及AN7805输出端对地为+5V电压，正常（在确保整机“三” 电压正常后再修）。 3、取下加热线圈盘，用500型万能表直流电压50V档，红表笔接在IGBT管集电极C上、黑表笔接在整流扁桥的负极上，测电磁炉上电时浪涌峰压值以鉴定电磁炉是否为正常。如以下例举： 1）美的MC-SH208型上电时，浪涌峰压值为先上升至+45V后降至+0.7V电压，为正常。 2）美的MC-SF2012型上电时，浪涌峰压值为先上升至+32V后降至+0.5V电压，为正常。 3）美的MC-SY191C型上电时，浪涌峰压值为先上升至+32V后降至+1.2V电压，为正常。 4）美的MC-CF202型上电时，浪涌峰压值为先上升至+75V后降至+1.4V电压，为正常。 5）美的MC-SY183B型上电时，浪涌峰压值为先上升至+33V后降至+0.6V电压，为正常。 6）美的MC-PSY18A型上电时，浪涌峰压值为先上升至+20V后降至+1.4V电压，为正常。若以上工作点异常，多为滤波电容器（5µF/275V）、及谐振电容器（0.27µF/1200V至0.3µF/1200V）、漏电或失效。 4、装上加热线圈盘，用500型万能表直流电压10V档，测同步比较电路取样电压V-，应小等于取样电压V+的+0.2V至+0.35V电压，为正常。 5、焊下IGBT管控制极G上的限幅稳压二极管（18V），用500型万能表10KΩ档测试是否漏电，建议更新它，否则将造成屡损、爆损IGBT管！ 6、当电磁炉的+18V低压供电电源与排风电扇电源共用一起时，必须确保排风电扇正常，否则将造成屡损、爆损IGBT管！ 7、将待修电磁炉装好，准备上电试机； 1）当上电开机放锅加热时，若灯泡一闪亮后即灭为整机已修复，方可取下灯泡直接试机！ 2）当上电开机放锅加热时，若灯泡“全亮”为“故障存在”为此，切不可取下灯泡直接试机！否则将再次出现“爆损IGBT管”故障发生，应继续查找潜在故障，可按以上维修方法继续进行。"
5. igbt与二极管和晶闸管的联系
IGBT单管焊机的驱动电压一般是2~3V，但是都不会超过18V。驱动必须使用交流电流。
IGBT 处于导通态时，由于它的PNP 晶体管为宽基区晶体管，所以其B值极低。尽管等效电路为达林顿结构，但流过MOSFET 的电流成为IGBT 总电流的主要部分。
由于N+ 区存在电导调制效应，所以IGBT 的通态压降小，耐压1000V的IGBT 通态压降为2~3V 。IGBT 处于断态时，只有很小的泄漏电流存在。
IGBT 的转移特性与MOSFET 的转移特性相同，当栅源电压小于开启电压Ugs(th) 时，IGBT 处于关断状态。
在IGBT 导通后的大部分漏极电流范围内， Id 与Ugs呈线性关系。最高栅源电压受最大漏极电流限制，其最佳值一般取为15V左右。
6. igbt为什么要并联二极管
IGBT关断的是正向电压。
由于负载存在感性，IGBT关断瞬间会在IGBT两端产生极高的自感反相电压，此电压可能击穿IGBT。并联的二极管只将这个“自感反相电压”短路掉了，对正向电压是没有作用的，永远相当于断开。
7. igbt带与不带二极管的区别
电磁炉功率管型号;不同机种采了不同规格的IGBT,它们的参数如下:
(1) SGW25N120----西门子公司出品,耐压1200V,电流容量25℃时46A,100℃时25A,内部不带阻尼二极管,所以应用时须配套6A/1200V以上的快速恢复二极管(D11)使用,该IGBT配套6A/1200V以上的快速恢复二极管(D11)后可代用SKW25N120.
(2) SKW25N120----西门子公司出品,耐压1200V,电流容量25℃时46A,100℃时25A,内部带阻尼二极管,该IGBT可代用SGW25N120,代用时将原配套SGW25N120的D11快速恢复二极管拆除不装.
(3) GT40Q321----东芝公司出品,耐压1200V,电流容量25℃时42A,100℃时23A, 内部带阻尼二极管, 该IGBT可代用SGW25N120、SKW25N120, 代用SGW25N120时请将原配套该IGBT的D11快速恢复二极管拆除不装.
(4) GT40T101----东芝公司出品,耐压1500V,电流容量25℃时80A,100℃时40A,内部不带阻尼二极管,所以应用时须配套15A/1500V以上的快速恢复二极管(D11)使用,该IGBT配套6A/1200V以上的快速恢复二极管(D11)后可代用SGW25N120、SKW25N120、GT40Q321, 配套15A/1500V以上的快速恢复二极管(D11)后可代用GT40T301.
(5) GT40T301----东芝公司出品,耐压1500V,电流容量25℃时80A,100℃时40A, 内部带阻尼二极管, 该IGBT可代用SGW25N120、SKW25N120、GT40Q321、 GT40T101, 代用SGW25N120和GT40T101时请将原配套该IGBT的D11快速恢复二极管拆除不装.
(6) GT60M303 ----东芝公司出品,耐压900V,电流容量25℃时120A,100℃时60A, 内部带阻尼二极管.
8. igbt的三个电极
基本信息
晶体管类型:IGBT
集电极直流电流:50A
饱和电压, Vce sat 最大:2.5V
最大功耗:312W
电压, Vceo:1200V
工作温度范围:-55°C to +150°C
封装类型:TO-3P
上升时间:50ns
功率, Pd:312W
功耗:312W
封装类型:TO-3P
晶体管极性:NPN
最大连续电流, Ic:50A
电压, Vces:1200V
电流, Ic @ Vce饱和:25A
电流, Icm 脉冲:75A
表面安装器件:通孔安装
工作原理
FGA25N120为内带阻尼管的场效应管
igbt有三个电极, 分别称为栅极G(也叫控制极或门极) 、集电极C(亦称漏极) 及发射极E(也称源极)
一、用指针式万用表对场效应管进行判别
（1）用测电阻法判别结型场效应管的电极
根据场效应管的PN结正、反向电阻值不一样的现象，可以判别出结型场效应管的三个电极。具体方法：将万用表拨在R×1k档上，任选两个电极，分别测出其正、反向电阻值。当某两个电极的正、反向电阻值相等，且为几千欧姆时，则该两个电极分别是漏极D和源极S。因为对结型场效应管而言，漏极和源极可互换，剩下的电极肯定是栅极G。也可以将万用表的黑表笔（红表笔也行）任意接触一个电极，另一只表笔依次去接触其余的两个电极，测其电阻值。当出现两次测得的电阻值近似相等时，则黑表笔所接触的电极为栅极，其余两电极分别为漏极和源极。若两次测出的电阻值均很大，说明是PN结的反向，即都是反向电阻，可以判定是N沟道场效应管，且黑表笔接的是栅极；若两次测出的电阻值均很小，说明是正向PN结，即是正向电阻，判定为P沟道场效应管，黑表笔接的也是栅极。若不出现上述情况，可以调换黑、红表笔按上述方法进行测试，直到判别出栅极为止。
（2）用测电阻法判别场效应管的好坏
测电阻法是用万用表测量场效应管的源极与漏极、栅极与源极、栅极与漏极、栅极G1与栅极g2之间的电阻值同场效应管手册标明的电阻值是否相符去判别管的好坏。具体方法：首先将万用表置于R×10或R×100档，测量源极S与漏极D之间的电阻，通常在几十欧到几千欧范围（在手册中可知，各种不同型号的管，其电阻值是各不相同的），如果测得阻值大于正常值，可能是由于内部接触不良；如果测得阻值是无穷大，可能是内部断极。然后把万用表置于R×10k档，再测栅极G1与g2之间、栅极与源极、栅极与漏极之间的电阻值，当测得其各项电阻值均为无穷大，则说明管是正常的；若测得上述各阻值太小或为通路，则说明管是坏的。要注意，若两个栅极在管内断极，可用元件代换法进行检测。
（3）用感应信号输人法估测场效应管的放大能力
具体方法：用万用表电阻的R×100档，红表笔接源极S，黑表笔接漏极D，给场效应管加上1.5V的电源电压，此时表针指示出的漏源极间的电阻值。然后用手捏住结型场效应管的栅极G，将人体的感应电压信号加到栅极上。这样，由于管的放大作用，漏源电压vds和漏极电流Ib都要发生变化，也就是漏源极间电阻发生了变化，由此可以观察到表针有较大幅度的摆动。如果手捏栅极表针摆动较小，说明管的放大能力较差；表针摆动较大，表明管的放大能力大；若表针不动，说明管是坏的。
根据上述方法，我们用万用表的R×100档，测结型场效应管3DJ2F。先将管的G极开路，测得漏源电阻rds为600Ω，用手捏住G极后，表针向左摆动，指示的电阻rds为12kΩ，表针摆动的幅度较大，说明该管是好的，并有较大的放大能力。
运用这种方法时要说明几点：首先，在测试场效应管用手捏住栅极时，万用表针可能向右摆动（电阻值减小），也可能向左摆动（电阻值增加）。这是由于人体感应的交流电压较高，而不同的场效应管用电阻档测量时的工作点可能不同（或者工作在饱和区或者在不饱和区）所致，试验表明，多数管的rds增大，即表针向左摆动；少数管的rds减小，使表针向右摆动。但无论表针摆动方向如何，只要表针摆动幅度较大，就说明管有较大的放大能力。第二，此方法对MOS场效应管也适用。但要注意，MOS场效应管的输人电阻高，栅极G允许的感应电压不应过高，所以不要直接用手去捏栅极，必须用于握螺丝刀的绝缘柄，用金属杆去碰触栅极，以防止人体感应电荷直接加到栅极，引起栅极击穿。第三，每次测量完毕，应当G-S极间短路一下。这是因为G-S结电容上会充有少量电荷，建立起vgs电压，造成再进行测量时表针可能不动，只有将G-S极间电荷短路放掉才行。
（4）用测电阻法判别无标志的场效应管
首先用测量电阻的方法找出两个有电阻值的管脚，也就是源极S和漏极D，余下两个脚为第一栅极G1和第二栅极g2。把先用两表笔测的源极S与漏极D之间的电阻值记下来，对调表笔再测量一次，把其测得电阻值记下来，两次测得阻值较大的一次，黑表笔所接的电极为漏极D；红表笔所接的为源极S。用这种方法判别出来的S、D极，还可以用估测其
FGA25N120放大原理摄影摄像
把驱动信号放大直接驱动线盘从而使锅具加热，内部有阻尼二极管，100℃允许流过的电流为25A，耐压为1200V。
9. igbt内部结构有二极管吗为什么
由于MOSFET的结构，通常它可以做到电流很大，可以到上KA，但耐压能力没有IGBT强。
2、IGBT可以做很大功率，电流和电压都可以，就是一点频率不是太高，目前IGBT硬开关速度可以到100KHZ，那已经是不错了。不过相对于MOSFET的工作频率还是九牛一毛，MOSFET可以工作到几百KHZ，上MHZ，以至几十MHZ。
3、就其应用：根据其特点MOSFET应用于开关电源,镇流器,高频感应加热；高频逆变焊机；通信电源等等高频电源领域；IGBT集中应用于焊机，逆变器，变频器，电镀电解电源，超音频感应加热等领域。
开关电源(SMPS) 的性能在很大程度上依赖于功率半导体器件的选择，即开关管和整流器。
虽然没有万全的方案来解决选择IGBT还是MOSFET的问题，但针对特定SMPS应用中的IGBT 和MOSFET进行性能比较，确定关键参数的范围还是能起到一定的参考作用。
本文将对一些参数进行探讨，如硬开关和软开关ZVS(零电压转换) 拓扑中的开关损耗，并对电路和器件特性相关的三个主要功率开关损耗—导通损耗、传导损耗和关断损耗进行描述。此外，还通过举例说明二极管的恢复特性是决定MOSFET 或 IGBT导通开关损耗的主要因素，讨论二极管恢复性能对于硬开关拓扑的影响。
导通损耗
除了IGBT的电压下降时间较长外，IGBT和功率MOSFET的导通特性十分类似。由基本的IGBT等效电路（见图1）可看出，完全调节PNP BJT集电极基极区的少数载流子所需的时间导致了导通电压拖尾出现。
这种延迟引起了类饱和效应，使集电极/发射极电压不能立即下降到其VCE(sat)值。这种效应也导致了在ZVS情况下，在负载电流从组合封装的反向并联二极管转换到IGBT的集电极的瞬间，VCE电压会上升。IGBT产品规格书中列出的Eon能耗是每一转换周期Icollector与VCE乘积的时间积分，单位为焦耳，包含了与类饱和相关的其他损耗。其又分为两个Eon能量参数，Eon1和Eon2。Eon1是没有包括与硬开关二极管恢复损耗相关能耗的功率损耗；Eon2则包括了与二极管恢复相关的硬开关导通能耗，可通过恢复与IGBT组合封装的二极管相同的二极管来测量，典型的Eon2测试电路如图2所示。IGBT通过两个脉冲进行开关转换来测量Eon。第一个脉冲将增大电感电流以达致所需的测试电流，然后第二个脉冲会测量测试电流在二极管上恢复的Eon损耗。
在硬开关导通的情况下，栅极驱动电压和阻抗以及整流二极管的恢复特性决定了Eon开关损耗。对于像传统CCM升压PFC电路来说，升压二极管恢复特性在Eon (导通) 能耗的控制中极为重要。除了选择具有最小Trr和QRR的升压二极管之外，确保该二极管拥有软恢复特性也非常重要。软化度，即tb/ta比率，对开关器件产生的电气噪声和电压尖脉冲有相当的影响。某些高速二极管在时间tb内，从IRM(REC)开始的电流下降速率(di/dt)很高，故会在电路寄生电感中产生高电压尖脉冲。这些电压尖脉冲会引起电磁干扰(EMI)，并可能在二极管上导致过高的反向电压。
在硬开关电路中，如全桥和半桥拓扑中，与IGBT组合封装的是快恢复管或MOSFET体二极管，当对应的开关管导通时二极管有电流经过，因而二极管的恢复特性决定了Eon损耗。所以，选择具有快速体二极管恢复特性的MOSFET十分重要。不幸的是，MOSFET的寄生二极管或体二极管的恢复特性比业界目前使用的分立二极管要缓慢。因此，对于硬开关MOSFET应用而言，体二极管常常是决定SMPS工作频率的限制因素。
一般来说，IGBT组合封装二极管的选择要与其应用匹配，具有较低正向传导损耗的较慢型超快二极管与较慢的低VCE(sat)电机驱动IGBT组合封装在一起。相反地，软恢复超快二极管，可与高频SMPS2开关模式IGBT组合封装在一起。
除了选择正确的二极管外，设计人员还能够通过调节栅极驱动导通源阻抗来控制Eon损耗。降低驱动源阻抗将提高IGBT或MOSFET的导通di/dt及减小Eon损耗。Eon损耗和EMI需要折中，因为较高的di/dt会导致电压尖脉冲、辐射和传导EMI增加。为选择正确的栅极驱动阻抗以满足导通di/dt 的需求，可能需要进行电路内部测试与验证，然后根据MOSFET转换曲线可以确定大概的值 (见图3)。
假定在导通时，FET电流上升到10A，根据图3中25℃的那条曲线，为了达到10A的值，栅极电压必须从5.2V转换到6.7V，平均GFS为10A/(6.7V-5.2V)=6.7mΩ。
公式1 获得所需导通di/dt的栅极驱动阻抗
把平均GFS值运用到公式1中，得到栅极驱动电压Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，FCP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是可以计算出导通栅极驱动阻抗为37Ω。由于在图3的曲线中瞬态GFS值是一条斜线，会在Eon期间出现变化，意味着di/dt也会变化。呈指数衰减的栅极驱动电流Vdrive和下降的Ciss作为VGS的函数也进入了该公式，表现具有令人惊讶的线性电流上升的总体效应。
同样的，IGBT也可以进行类似的栅极驱动导通阻抗计算，VGE(avg) 和GFS可以通过IGBT的转换特性曲线来确定，并应用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。计算所得的IGBT导通栅极驱动阻抗为100Ω，该值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS较高，而CIES较低。这里的关键之处在于，为了从MOSFET转换到IGBT，必须对栅极驱动电路进行调节。
传导损耗需谨慎
在比较额定值为600V的器件时，IGBT的传导损耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。这种比较应该是在集电极和漏极电流密度可明显感测，并在指明最差情况下的工作结温下进行的。例如，FGP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的RθJC值。图4显示了在125℃的结温下传导损耗与直流电流的关系，图中曲线表明在直流电流大于2.92A后，MOSFET的传导损耗更大。
不过，图4中的直流传导损耗比较不适用于大部分应用。同时，图5中显示了传导损耗在CCM (连续电流模式)、升压PFC电路，125℃的结温以及85V的交流输入电压Vac和400 Vdc直流输出电压的工作模式下的比较曲线。图中，MOSFET-IGBT的曲线相交点为2.65A RMS。对PFC电路而言，当交流输入电流大于2.65A RMS时，MOSFET具有较大的传导损耗。2.65A PFC交流输入电流等于MOSFET中由公式2计算所得的2.29A RMS。MOSFET传导损耗、I2R，利用公式2定义的电流和MOSFET 125℃的RDS(on)可以计算得出。把RDS(on)随漏极电流变化的因素考虑在内，该传导损耗还可以进一步精确化，这种关系如图6所示。
一篇名为“如何将功率MOSFET的RDS(on)对漏极电流瞬态值的依赖性包含到高频三相PWM逆变器的传导损耗计算中”的IEEE文章描述了如何确定漏极电流对传导损耗的影响。作为ID之函数，RDS(on)变化对大多数SMPS拓扑的影响很小。例如，在PFC电路中，当FCP11N60 MOSFET的峰值电流ID为11A——两倍于5.5A (规格书中RDS(on) 的测试条件) 时，RDS(on)的有效值和传导损耗会增加5％。
在MOSFET传导极小占空比的高脉冲电流拓扑结构中，应该考虑图6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一个电路中，其漏极电流为占空比7.5%的20A脉冲 (即5.5A RMS)，则有效的RDS(on)将比5.5A（规格书中的测试电流）时的0.32欧姆大25%。
公式2 CCM PFC电路中的RMS电流
式2中，Iacrms是PFC电路RMS输入电流；Vac是PFC电路RMS输入电压；Vout是直流输出电压。
在实际应用中，计算IGBT在类似PFC电路中的传导损耗将更加复杂，因为每个开关周期都在不同的IC上进行。IGBT的VCE(sat)不能由一个阻抗表示，比较简单直接的方法是将其表示为阻抗RFCE串联一个固定VFCE电压，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。于是，传导损耗便可以计算为平均集电极电流与VFCE的乘积，加上RMS集电极电流的平方，再乘以阻抗RFCE。
图5中的示例仅考虑了CCM PFC电路的传导损耗，即假定设计目标在维持最差情况下的传导损耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET为例，该电路被限制在5.8A，而FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A的交流输入电流下工作。它可以传导超过MOSFET 70% 的功率。
虽然IGBT的传导损耗较小，但大多数600V IGBT都是PT (穿透) 型器件。PT器件具有NTC (负温度系数)特性，不能并联分流。或许，这些器件可以通过匹配器件VCE(sat)、VGE(TH) (栅射阈值电压) 及机械封装以有限的成效进行并联，以使得IGBT芯片们的温度可以保持一致的变化。相反地，MOSFET具有PTC (正温度系数)，可以提供良好的电流分流。
关断损耗 —问题尚未结束
在硬开关、钳位感性电路中，MOSFET的关断损耗比IGBT低得多，原因在于IGBT 的拖尾电流，这与清除图1中PNP BJT的少数载流子有关。图7显示了集电极电流ICE和结温Tj的函数Eoff，其曲线在大多数IGBT数据表中都有提供。 这些曲线基于钳位感性电路且测试电压相同，并包含拖尾电流能量损耗。
图2显示了用于测量IGBT Eoff的典型测试电路， 它的测试电压，即图2中的VDD，因不同制造商及个别器件的BVCES而异。在比较器件时应考虑这测试条件中的VDD，因为在较低的VDD钳位电压下进行测试和工作将导致Eoff能耗降低。
降低栅极驱动关断阻抗对减小IGBT Eoff损耗影响极微。如图1所示，当等效的多数载流子MOSFET关断时，在IGBT少数载流子BJT中仍存在存储时间延迟td(off)I。不过，降低Eoff驱动阻抗将会减少米勒电容CRES和关断VCE的dv/dt造成的电流注到栅极驱动回路中的风险，避免使器件重新偏置为传导状态，从而导致多个产生Eoff的开关动作。
ZVS和ZCS拓扑在降低MOSFET和IGBT的关断损耗方面很有优势。不过ZVS的工作优点在IGBT中没有那么大，因为当集电极电压上升到允许多余存储电荷进行耗散的电势值时，会引发拖尾冲击电流Eoff。ZCS拓扑可以提升最大的IGBT Eoff性能。正确的栅极驱动顺序可使IGBT栅极信号在第二个集电极电流过零点以前不被清除，从而显著降低IGBT ZCS Eoff 。
MOSFET的Eoff能耗是其米勒电容Crss、栅极驱动速度、栅极驱动关断源阻抗及源极功率电路路径中寄生电感的函数。该电路寄生电感Lx (如图8所示) 产生一个电势，通过限制电流速度下降而增加关断损耗。在关断时，电流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)决定。如果Lx=5nH，VGS(th)=4V，则最大电流下降速度为VGS（th）/Lx=800A/μs。
总结
在选用功率开关器件时，并没有万全的解决方案，电路拓扑、工作频率、环境温度和物理尺寸，所有这些约束都会在做出最佳选择时起着作用。
在具有最小Eon损耗的ZVS 和 ZCS应用中，MOSFET由于具有较快的开关速度和较少的关断损耗，因此能够在较高频率下工作。
对硬开关应用而言，MOSFET寄生二极管的恢复特性可能是个缺点。相反，由于IGBT组合封装内的二极管与特定应用匹配，极佳的软恢复二极管可与更高速的SMPS器件相配合。
后语
MOSFE和IGBT是没有本质区别的，人们常问的“是MOSFET好还是IGBT好”这个问题本身就是错误的。至于我们为何有时用MOSFET，有时又不用MOSFET而采用IGBT，不能简单的用好和坏来区分，来判定，需要用辩证的方法来考虑这个问题。
