1. igbt模块的续流二极管的电流
IGBT是负责变频器功率输出的部分。通常包含IGBT模块和IGBT的触发电路和电流反馈元件。触发电路包含隔离变压器、整流二极管、光耦隔离芯片。IGBT属于高频高压器件，性能好，但易损坏，一旦变频器中变压器损坏，会出现短路电流，是igbt损坏的一个主要原因
2. IGBT整流电路
变频器是由整流单元，直流母线，逆变单元，控制电路和固件组成。
IGBT就是逆变单元和主动整流单元的基础电力元件。IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)，中文叫绝缘栅双极型晶体管，是变频器的重要组成部分，也是变频器经常损坏的元件，大功率的IGBT一般和它的驱动电路是一体的，里面还有测温元件等等。一般高功率变频器都要购买IGBT和驱动电路板作为备件，以备在损坏时维修更换。
3. IGBT 二极管
因为IGBT大多数使用在感性负载条件下，反向并联FRD在IGBT开关状态时提供续流通道，因此该二极管也称为续流二极管，封装在一起的话使用起来就方便，可靠性也比外接并联的更高
4. IGBT续流二极管
若灯泡暗红，开启电磁炉电源，灯泡一亮一暗地闪烁,但把锅具抬起灯泡很亮；属于抬锅炸IGBT，应检查CPU 驱动 线盘 大多数是线圈损坏。以 美的 机为例:稳压二极管ZD1（18V）开路损坏，会造成出现整机低压供电电路对地电压升高；稳压二极管ZD1（18V）失效损坏时（待机检测C92对地+18V电压是正常，但开机后检测C92对地+10V电压偏低。），会造成出现屡爆IGBT管故障发生。LC振荡电路元器件受损时，均会造成电磁炉上电即烧IGBT管、或上电开机检锅即烧IGBT管、及振荡频率偏高迫使IGBT管导通时间过长，而引发IGBT管击穿损坏。测LC振荡电路滤波电容器C4对地+305V电压，为正常。如果C4对地电压偏低、会造成电磁炉振荡频率变高导致IGBT管导通时间过长而烧毁IGBT管。如共振电容器C5失效。一上电或一检锅会造成IGBT管而烧毁IGBT管。LC振荡电路C5失效受损时，有时会造成电磁炉上电开机数秒钟内检锅时出现“烧毁IGBT管”故障。加热线盘绕组存在匝间短路、底部磁片出现碳化或短路损坏时，会造成电磁炉上电开机后出现爆管IGBT。IGBT管控制极G极，限幅稳压二极管Z1反向漏电时，有时会造成电磁炉出现“屡爆IGBT管。 电磁炉加热线圈与高频谐振电容器通过IGBT高频开关快速导通、截止，形成LC振荡电路。LC自由振荡的半周期时间出现峰值电压，亦是IGBT截止时间，这时开关脉冲没有到达。这个时间关系不能错位，如峰值脉冲还没有消失，而开关脉冲已提前到来，就会出现很大的导通电流，导致IGBT烧坏。因此，必须保证开关脉冲前沿与峰值脉冲后沿相同步。 三极管Q3、Q4参数失常、击穿及电阻R37变质损坏，有时会导致IGBT管击穿。二极管D20击穿、比较器（U2A）失常，上电后会导致IGBT击穿。侯森原创经验希望对大家有一点点的帮助，少走弯路，多入银两。 美的电磁炉爆损IGBT管与相关电路故障及维修-------李少怡 目前，在小家电维修界无论是专业厂家售后维修、或家电维修爱好者，凡从事电磁炉维修行业大家知道;电磁炉维修是最怕爆损IGBT 管故障。时下，每当客户送修电磁炉被确诊为爆损、屡损IGBT 管故障时，人们时常总感到惊讶！有时甚至还感到束手无策的“棘手\""活，所以很**修部就以换板，或其他理由就婉言谢绝拒修了！其实这样处置是另有原因：由于部分维修工，对电磁炉各电路缺乏基础知识的了解及研究，按步就搬进行维修，结果在维修过程中若出现屡损高额昂贵的IGBT 管。那么，不但挣不到报酬，反而还要赔老本，所以对维修屡损、爆损IGBT 管的故障就望而却步。 其实，笔者认为，维修该类故障并不难！维修前，首先应分清：是人为因素造成，还是元器件受损，或元器件存在质量问题。检修时，可借助万用表的检测宿小故障潜在范围，“对症下药”，维修电磁炉才能真正做到得心应手。 一、人为因素造成。 1. 锅具的选用。 电磁炉的锅具选用，应该严格按照厂家随机原配的锅具进行使用。厂家在设计电磁炉加热功率电路时，首先根据锅质的“磁阻”大小而定的，不同的锅具“磁阻”会决定电磁炉检锅脉冲个数也不同。如美的电磁炉锅具不锈钢（304）“磁阻”，比不锈铁（430）“磁阻”要大，在同等2000 W 电磁炉上，若将不锈铁（430）锅具放上进行加热是无法达到额定2000 W 功率；反之，将不锈钢（304）锅具放上进行加热，就轻而易举达到2500 W 甚至更高。所以说锅具选用不当，会导致电磁炉出现爆损IGBT 管原因之一。 2：LC振荡电路。 LC 振荡电路实际上是把电能转换成磁能，由IGBT管、加热线圈盘L 及谐振电容C5 组成高频LC 振荡回路，并通过IGBT 管高频开关导通、截止的作用，来实现控制电磁炉的加热功率。 当LC 振荡电路受损时，会致使电磁炉出现爆损IGBT 管、报警不加热及不报警不加热等故障。其维修步骤如下： 一台美的2005 年标准通板MC-SH2111 型电磁炉，取下加热线圈盘，将该电磁炉上电待机，用万用表直流电压（50 V）档红表笔（+）接在IGBT 管集电极c 上，黑表笔（-）接在整流桥负极上，将电磁炉上电,此时万用表指针快速从0 V 开始上升至+45 V 后，又回降至+0.6 V 电压，为正常。 ( 1）谐振电容容量与电压峰值①当谐振电容C5 为（0.3 μF/1200 V）时，测IGBT管集电极c 峰值对地为+45 V 至+0.6 V 电压，正常。 ② 当谐振电容C5 为0.27 μF/1200 V 时，测IGBT 管集电极c 峰值对地为+42 V 至+0.6 V 电压，正常。 若测IGBT 管集电极c 峰值对地0 V 电压时，为谐振电容C5 失效或开路损坏及同步电压比较电路中比较器U2D（LM339）损坏，使13脚输出高电平（正常为+0.1 V）。这时，若接上加热线圈盘上电，会致使电磁炉上电时出现爆损IGBT 管故障。 (2）当测IGBT 管集电极c 峰值对地电压始终持续在+225 V 或+45 V 时，为高压供电电路中滤波电容C4（5 μF/275 V）失效或开路。这时，若接上加热线圈盘上电，会致使电磁炉上电加热时出现爆损IGBT 管、报警不加热、不报警不加热、不停地检锅及断续加热等故障。 （3）当测IGBT 管集电极c 峰值对地为+25 V 至+0.2 V 电压时（正常为+45 V 至+0.6 V），为谐振电容C5 失效或开路。这时，若接上加热线圈盘上电，会致使电磁炉上电加热时出现爆损IGBT 管、报警不加热及不报警不加热等故障。 （4）将电磁炉上电，当测IGBT 管集电极c 对地为+0.6 V 电压，正常，装上加热线圈盘测IGBT 管集电极c 对地为+305 V 电压，正常。这时，若上电开机，放锅加热，会致使电磁炉出现爆损IGBT 管故障，为加热线圈盘损坏所致。 （5）将电磁炉上电，当测IGBT 管集电极c 对地为+0.6 V 电压，正常，装上加热线圈盘测IGBT 管集电极c 对地为+305 V 电压，正常。这时，若上电开机，放锅加热，会致使电磁炉出现爆损IGBT 管故障，为IGBT 管控制极c 对地分压贴片电阻R38 开路损坏所致。 （6）将电磁炉上电，当测IGBT 管集电极c 对地为+0.6 V 电压，正常，装上加热线圈盘测IGBT 管集电极c 对地为+305 V 电压，正常。这时，若上电开机，放锅加热，会致使电磁炉出现爆损IGBT 管故障，为IGBT管控制极G 限幅稳压二极管Z1 漏电所致。 同步电压比较电路。 电磁炉加热线圈L 与高频谐振电容C3 是通过IGBT 管高频开关快速导通、截止，形成LC 振荡电路。 LC **振荡的半周期时间出现峰值电压，亦是IGBT管截止时间，这时开关脉冲没有到达。这个时间关系不能错位，如峰值脉冲还没有消失，而开关脉冲已提前到来，就会出现很大的导通电流，导致IGBT 管烧坏。因此，必须保证开关脉冲前沿与峰值脉冲后沿相同步。 当同步电压比较电路受损时，会致使电磁炉在上电加热时出现爆损IGBT 管、报警不加热、不报警不加热、不停地检锅及断续加热等故障。其维修步骤如下： 一台美的MC-SF2012 型电磁炉，通常，笔者在维修电磁炉同步电压比较电路时，为了避免IGBT 管爆管，先取下加热线圈盘，因此，就造成比较电路IC2C（LM339）⑨脚（V+ 同相输入端）对地为0 V 电压（正常为+3.6 V），使比较电路IC2C辊輲讹脚（输出端）为低电平（正常为+18 V）。针对该故障，在IC2C（LM339）⑨脚（V+ 端），用普通电阻1.5 kΩ 与整机+5 V 电压端相联构成同步电压比较电路（V+ 取样电压），提供维修检测同步电压比较电路时使用，并将电磁炉上电待测。 用万用表直流电压（10 V）档测同步电压比较电路中IC2C（LM339）⑧脚（V- 反相输入端）对地为+3.4 V电压，正常，若该工作点电压异常，多为取样电阻R18（330 kΩ/2 W）变值或开路损坏，电容C13（2000 pF）漏电或击穿及IC2C（LM339）损坏，会致使电磁炉上电加热时出现报警不加热、不报警不加热等故障。 测IC2C（LM339）⑨ 脚（V+ 同相输入端）对地为+3.6 V 电压，正常。若该工作点电压异常，多为取样电阻R19（240 kΩ/2 W）、R20（240 kΩ/2 W）变值或开路，电容C10（470 pF）漏电或击穿及IC2C（LM339）损坏，会致使电磁炉上电加热时出现爆损IGBT 管、报警不加热、不报警不加热、不停地检锅及断续加热等故障。 测IC2C（LM339）辊輲讹脚（输出端/OUT）对地为+18 V电压，正常。若该工作点电压异常，多为贴片电阻R39（2 kΩ）变值或开路，贴片二极管D20（1N4148）漏电或击穿，会使电磁炉上电加热时，出现报警不加热的故障。 另外，当同步电压比较电路中IC2C（LM339）V- 取样电压与V+ 取样电压相近时（正常为V-、V+ 取样电压应相差+0.2～+0.35 V），否则，会使电磁炉在上电加热时出现不定期爆损IGBT 管及断续加热等故障。 当电磁炉出现“屡损IGBT管”故障，维修时：建议将电磁炉主电路板、及控制显示灯板，用“天那水”进行去油污清洗、吹干后再修。 1、先将受损元器件更新如：保险管（12A）、整流桥（RS2006）、IGBT管（IH20T120）。 2、在电磁炉主电路板电源线L端串联接入220V/40W灯泡后，上电待机，用500型万能表相应直流电压档测高压供电电源对地为+305V电压，正常，测低压供电电源对地为+18V电压、及AN7805输出端对地为+5V电压，正常（在确保整机“三” 电压正常后再修）。 3、取下加热线圈盘，用500型万能表直流电压50V档，红表笔接在IGBT管集电极C上、黑表笔接在整流扁桥的负极上，测电磁炉上电时浪涌峰压值以鉴定电磁炉是否为正常。如以下例举： 1）美的MC-SH208型上电时，浪涌峰压值为先上升至+45V后降至+0.7V电压，为正常。 2）美的MC-SF2012型上电时，浪涌峰压值为先上升至+32V后降至+0.5V电压，为正常。 3）美的MC-SY191C型上电时，浪涌峰压值为先上升至+32V后降至+1.2V电压，为正常。 4）美的MC-CF202型上电时，浪涌峰压值为先上升至+75V后降至+1.4V电压，为正常。 5）美的MC-SY183B型上电时，浪涌峰压值为先上升至+33V后降至+0.6V电压，为正常。 6）美的MC-PSY18A型上电时，浪涌峰压值为先上升至+20V后降至+1.4V电压，为正常。若以上工作点异常，多为滤波电容器（5µF/275V）、及谐振电容器（0.27µF/1200V至0.3µF/1200V）、漏电或失效。 4、装上加热线圈盘，用500型万能表直流电压10V档，测同步比较电路取样电压V-，应小等于取样电压V+的+0.2V至+0.35V电压，为正常。 5、焊下IGBT管控制极G上的限幅稳压二极管（18V），用500型万能表10KΩ档测试是否漏电，建议更新它，否则将造成屡损、爆损IGBT管！ 6、当电磁炉的+18V低压供电电源与排风电扇电源共用一起时，必须确保排风电扇正常，否则将造成屡损、爆损IGBT管！ 7、将待修电磁炉装好，准备上电试机； 1）当上电开机放锅加热时，若灯泡一闪亮后即灭为整机已修复，方可取下灯泡直接试机！ 2）当上电开机放锅加热时，若灯泡“全亮”为“故障存在”为此，切不可取下灯泡直接试机！否则将再次出现“爆损IGBT管”故障发生，应继续查找潜在故障，可按以上维修方法继续进行。"
5. igbt整流模块
IGBT虽然经常用在逆变电路中用以直流电到交流电的转变。其实可以用于整流。只不过对于普通场合用IGBT整流性价比实在不高，一般整流均采用二极管或者可控硅。但是某些特定场合使用IGBT整流却是必须得。例如：IGBT用于变频器中的整流电路不仅能实现“可控”整流，而且还可以实现能量回馈。由于整流和逆变均使用IGBT作为原件，在电动机处于被拖动状态时，可以通过变频器将这部分能量回馈至电网，更为节能也具有更多优点。这就是所谓的“四象限”变频。
6. igbt整流和二极管整流
由于MOSFET的结构，通常它可以做到电流很大，可以到上KA，但耐压能力没有IGBT强。
2、IGBT可以做很大功率，电流和电压都可以，就是一点频率不是太高，目前IGBT硬开关速度可以到100KHZ，那已经是不错了。不过相对于MOSFET的工作频率还是九牛一毛，MOSFET可以工作到几百KHZ，上MHZ，以至几十MHZ。
3、就其应用：根据其特点MOSFET应用于开关电源,镇流器,高频感应加热；高频逆变焊机；通信电源等等高频电源领域；IGBT集中应用于焊机，逆变器，变频器，电镀电解电源，超音频感应加热等领域。
开关电源(SMPS) 的性能在很大程度上依赖于功率半导体器件的选择，即开关管和整流器。
虽然没有万全的方案来解决选择IGBT还是MOSFET的问题，但针对特定SMPS应用中的IGBT 和MOSFET进行性能比较，确定关键参数的范围还是能起到一定的参考作用。
本文将对一些参数进行探讨，如硬开关和软开关ZVS(零电压转换) 拓扑中的开关损耗，并对电路和器件特性相关的三个主要功率开关损耗—导通损耗、传导损耗和关断损耗进行描述。此外，还通过举例说明二极管的恢复特性是决定MOSFET 或 IGBT导通开关损耗的主要因素，讨论二极管恢复性能对于硬开关拓扑的影响。
导通损耗
除了IGBT的电压下降时间较长外，IGBT和功率MOSFET的导通特性十分类似。由基本的IGBT等效电路（见图1）可看出，完全调节PNP BJT集电极基极区的少数载流子所需的时间导致了导通电压拖尾出现。
这种延迟引起了类饱和效应，使集电极/发射极电压不能立即下降到其VCE(sat)值。这种效应也导致了在ZVS情况下，在负载电流从组合封装的反向并联二极管转换到IGBT的集电极的瞬间，VCE电压会上升。IGBT产品规格书中列出的Eon能耗是每一转换周期Icollector与VCE乘积的时间积分，单位为焦耳，包含了与类饱和相关的其他损耗。其又分为两个Eon能量参数，Eon1和Eon2。Eon1是没有包括与硬开关二极管恢复损耗相关能耗的功率损耗；Eon2则包括了与二极管恢复相关的硬开关导通能耗，可通过恢复与IGBT组合封装的二极管相同的二极管来测量，典型的Eon2测试电路如图2所示。IGBT通过两个脉冲进行开关转换来测量Eon。第一个脉冲将增大电感电流以达致所需的测试电流，然后第二个脉冲会测量测试电流在二极管上恢复的Eon损耗。
在硬开关导通的情况下，栅极驱动电压和阻抗以及整流二极管的恢复特性决定了Eon开关损耗。对于像传统CCM升压PFC电路来说，升压二极管恢复特性在Eon (导通) 能耗的控制中极为重要。除了选择具有最小Trr和QRR的升压二极管之外，确保该二极管拥有软恢复特性也非常重要。软化度，即tb/ta比率，对开关器件产生的电气噪声和电压尖脉冲有相当的影响。某些高速二极管在时间tb内，从IRM(REC)开始的电流下降速率(di/dt)很高，故会在电路寄生电感中产生高电压尖脉冲。这些电压尖脉冲会引起电磁干扰(EMI)，并可能在二极管上导致过高的反向电压。
在硬开关电路中，如全桥和半桥拓扑中，与IGBT组合封装的是快恢复管或MOSFET体二极管，当对应的开关管导通时二极管有电流经过，因而二极管的恢复特性决定了Eon损耗。所以，选择具有快速体二极管恢复特性的MOSFET十分重要。不幸的是，MOSFET的寄生二极管或体二极管的恢复特性比业界目前使用的分立二极管要缓慢。因此，对于硬开关MOSFET应用而言，体二极管常常是决定SMPS工作频率的限制因素。
一般来说，IGBT组合封装二极管的选择要与其应用匹配，具有较低正向传导损耗的较慢型超快二极管与较慢的低VCE(sat)电机驱动IGBT组合封装在一起。相反地，软恢复超快二极管，可与高频SMPS2开关模式IGBT组合封装在一起。
除了选择正确的二极管外，设计人员还能够通过调节栅极驱动导通源阻抗来控制Eon损耗。降低驱动源阻抗将提高IGBT或MOSFET的导通di/dt及减小Eon损耗。Eon损耗和EMI需要折中，因为较高的di/dt会导致电压尖脉冲、辐射和传导EMI增加。为选择正确的栅极驱动阻抗以满足导通di/dt 的需求，可能需要进行电路内部测试与验证，然后根据MOSFET转换曲线可以确定大概的值 (见图3)。
假定在导通时，FET电流上升到10A，根据图3中25℃的那条曲线，为了达到10A的值，栅极电压必须从5.2V转换到6.7V，平均GFS为10A/(6.7V-5.2V)=6.7mΩ。
公式1 获得所需导通di/dt的栅极驱动阻抗
把平均GFS值运用到公式1中，得到栅极驱动电压Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，FCP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是可以计算出导通栅极驱动阻抗为37Ω。由于在图3的曲线中瞬态GFS值是一条斜线，会在Eon期间出现变化，意味着di/dt也会变化。呈指数衰减的栅极驱动电流Vdrive和下降的Ciss作为VGS的函数也进入了该公式，表现具有令人惊讶的线性电流上升的总体效应。
同样的，IGBT也可以进行类似的栅极驱动导通阻抗计算，VGE(avg) 和GFS可以通过IGBT的转换特性曲线来确定，并应用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。计算所得的IGBT导通栅极驱动阻抗为100Ω，该值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS较高，而CIES较低。这里的关键之处在于，为了从MOSFET转换到IGBT，必须对栅极驱动电路进行调节。
传导损耗需谨慎
在比较额定值为600V的器件时，IGBT的传导损耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。这种比较应该是在集电极和漏极电流密度可明显感测，并在指明最差情况下的工作结温下进行的。例如，FGP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的RθJC值。图4显示了在125℃的结温下传导损耗与直流电流的关系，图中曲线表明在直流电流大于2.92A后，MOSFET的传导损耗更大。
不过，图4中的直流传导损耗比较不适用于大部分应用。同时，图5中显示了传导损耗在CCM (连续电流模式)、升压PFC电路，125℃的结温以及85V的交流输入电压Vac和400 Vdc直流输出电压的工作模式下的比较曲线。图中，MOSFET-IGBT的曲线相交点为2.65A RMS。对PFC电路而言，当交流输入电流大于2.65A RMS时，MOSFET具有较大的传导损耗。2.65A PFC交流输入电流等于MOSFET中由公式2计算所得的2.29A RMS。MOSFET传导损耗、I2R，利用公式2定义的电流和MOSFET 125℃的RDS(on)可以计算得出。把RDS(on)随漏极电流变化的因素考虑在内，该传导损耗还可以进一步精确化，这种关系如图6所示。
一篇名为“如何将功率MOSFET的RDS(on)对漏极电流瞬态值的依赖性包含到高频三相PWM逆变器的传导损耗计算中”的IEEE文章描述了如何确定漏极电流对传导损耗的影响。作为ID之函数，RDS(on)变化对大多数SMPS拓扑的影响很小。例如，在PFC电路中，当FCP11N60 MOSFET的峰值电流ID为11A——两倍于5.5A (规格书中RDS(on) 的测试条件) 时，RDS(on)的有效值和传导损耗会增加5％。
在MOSFET传导极小占空比的高脉冲电流拓扑结构中，应该考虑图6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一个电路中，其漏极电流为占空比7.5%的20A脉冲 (即5.5A RMS)，则有效的RDS(on)将比5.5A（规格书中的测试电流）时的0.32欧姆大25%。
公式2 CCM PFC电路中的RMS电流
式2中，Iacrms是PFC电路RMS输入电流；Vac是PFC电路RMS输入电压；Vout是直流输出电压。
在实际应用中，计算IGBT在类似PFC电路中的传导损耗将更加复杂，因为每个开关周期都在不同的IC上进行。IGBT的VCE(sat)不能由一个阻抗表示，比较简单直接的方法是将其表示为阻抗RFCE串联一个固定VFCE电压，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。于是，传导损耗便可以计算为平均集电极电流与VFCE的乘积，加上RMS集电极电流的平方，再乘以阻抗RFCE。
图5中的示例仅考虑了CCM PFC电路的传导损耗，即假定设计目标在维持最差情况下的传导损耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET为例，该电路被限制在5.8A，而FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A的交流输入电流下工作。它可以传导超过MOSFET 70% 的功率。
虽然IGBT的传导损耗较小，但大多数600V IGBT都是PT (穿透) 型器件。PT器件具有NTC (负温度系数)特性，不能并联分流。或许，这些器件可以通过匹配器件VCE(sat)、VGE(TH) (栅射阈值电压) 及机械封装以有限的成效进行并联，以使得IGBT芯片们的温度可以保持一致的变化。相反地，MOSFET具有PTC (正温度系数)，可以提供良好的电流分流。
关断损耗 —问题尚未结束
在硬开关、钳位感性电路中，MOSFET的关断损耗比IGBT低得多，原因在于IGBT 的拖尾电流，这与清除图1中PNP BJT的少数载流子有关。图7显示了集电极电流ICE和结温Tj的函数Eoff，其曲线在大多数IGBT数据表中都有提供。 这些曲线基于钳位感性电路且测试电压相同，并包含拖尾电流能量损耗。
图2显示了用于测量IGBT Eoff的典型测试电路， 它的测试电压，即图2中的VDD，因不同制造商及个别器件的BVCES而异。在比较器件时应考虑这测试条件中的VDD，因为在较低的VDD钳位电压下进行测试和工作将导致Eoff能耗降低。
降低栅极驱动关断阻抗对减小IGBT Eoff损耗影响极微。如图1所示，当等效的多数载流子MOSFET关断时，在IGBT少数载流子BJT中仍存在存储时间延迟td(off)I。不过，降低Eoff驱动阻抗将会减少米勒电容CRES和关断VCE的dv/dt造成的电流注到栅极驱动回路中的风险，避免使器件重新偏置为传导状态，从而导致多个产生Eoff的开关动作。
ZVS和ZCS拓扑在降低MOSFET和IGBT的关断损耗方面很有优势。不过ZVS的工作优点在IGBT中没有那么大，因为当集电极电压上升到允许多余存储电荷进行耗散的电势值时，会引发拖尾冲击电流Eoff。ZCS拓扑可以提升最大的IGBT Eoff性能。正确的栅极驱动顺序可使IGBT栅极信号在第二个集电极电流过零点以前不被清除，从而显著降低IGBT ZCS Eoff 。
MOSFET的Eoff能耗是其米勒电容Crss、栅极驱动速度、栅极驱动关断源阻抗及源极功率电路路径中寄生电感的函数。该电路寄生电感Lx (如图8所示) 产生一个电势，通过限制电流速度下降而增加关断损耗。在关断时，电流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)决定。如果Lx=5nH，VGS(th)=4V，则最大电流下降速度为VGS（th）/Lx=800A/μs。
总结
在选用功率开关器件时，并没有万全的解决方案，电路拓扑、工作频率、环境温度和物理尺寸，所有这些约束都会在做出最佳选择时起着作用。
在具有最小Eon损耗的ZVS 和 ZCS应用中，MOSFET由于具有较快的开关速度和较少的关断损耗，因此能够在较高频率下工作。
对硬开关应用而言，MOSFET寄生二极管的恢复特性可能是个缺点。相反，由于IGBT组合封装内的二极管与特定应用匹配，极佳的软恢复二极管可与更高速的SMPS器件相配合。
后语
MOSFE和IGBT是没有本质区别的，人们常问的“是MOSFET好还是IGBT好”这个问题本身就是错误的。至于我们为何有时用MOSFET，有时又不用MOSFET而采用IGBT，不能简单的用好和坏来区分，来判定，需要用辩证的方法来考虑这个问题。
7. igbt导通电流
这个一般由驱动电路电压确定，但是都不会超过18V。因它工作时是处于高速开关状态，所以直流是绝对不行的，驱动必须使用交流电流。
IGBT处于导通态时，因为它的PNP晶体管为宽基区晶体管，所以其B值极低。尽管等效电路为达林顿结构，但流过MOSFET的电流成为IGBT总电流的主要部分。
由于N+区存在电导调制效应，所以IGBT的通态压降小，耐压1000V的IGBT通态压降为2~3V。IGBT处于断态时，只有很小的泄漏电流存在。
IGBT的转移特性与MOSFET的转移特性相同，当栅源电压小于开启电压Ugs（th）时，IGBT处于关断状态。
在IGBT导通后的大部分漏极电流范围内，Id与Ugs呈线性关系。最高栅源电压受最大漏极电流限制，其最佳值一般取为15V左右。
8. 带续流二极管的igbt
IGBT全称是绝缘栅双极型晶体管，它是用绝缘栅双极型晶体芯片与续流二极管芯片（FWD）通过特殊的工艺封装成的模块化半导体芯片，由于制造工艺非常复杂，在众多的新能源汽车品牌中，只有少数几个大品牌具备制造这种芯片的能力，其中又数三菱公司生产的IGBT名气最大，包揽了这一芯片市场大部分的份额。而国内只有比亚迪、吉利两家车企在研究这种芯片，从市场稀缺程度来看，它在新能源汽车中的地位就已经很高了。
另外，IGBT这一个小小的芯片直接影响着新能源汽车的性能。在新能源汽车充电时，IGBT芯片起着交直流转换的作用，要把220V标准交流电转换成电池需要的直流电，当在行驶状态下，IGBT再将电池输出的直流电转换成交流电供给交流电机，同时在这一转换过程中，IGBT芯片还需要实时调控全车电压，起着变压器的作用。另外，IGBT也是新能源车中核心的功率控制器件，它可以根据油门输入大小以及车辆的状态调节整车输出功率。还有，要想做到智能控制车载空调系统，也离不开IGBT芯片的作用，因此，IGBT芯片是新能源汽车中不可或缺的电子部件。
9. igbt二极管续流作用
矿用提升机变频控制工作原理：
变频器是通过改动电机定子供电频率来改动电机的转速，以结束绞车的调速。沟通异步电动机的转速公式为: 其间 n—电机转速 f1—定子供电频率; p—极对数 s—转差率;该设备为交-直-交电压型变频调速体系。
该体系的工作进程首要分为两个进程:（1） 绞车电机作为电动机的进程，即正常的逆变进程。该进程首要由整流、滤波和正常逆变三大多数组成.其间正常逆变进程是其间心有些，它改动电机定子的供电频率，一起也改动输出电压，抵达调速的目的。
（2） 绞车电机作为发电机的工作进程，即变频器制动进程。该进程首要由正常逆变有些中IGBT的续流二极管与制动单元与制动电阻结束。此进程为当提升机工作不才放进程中时，电动机相当于一台发电机，电能通过电动机反应到变频器直流母线上，致使直流母线电压过高，根据这一表象，运用制动单元与制动电阻消耗掉直流母线剩下能量，以抵达变频器正确泊车的目的。
